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admin 发表于 2008-7-17 01:32

如何解决电路板的电磁干扰问题

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虽然一向以来用于预防的资源总是很少，但预防总是胜于治疗。我们就以此为讨论的基础，探讨一下有关控制及测试电磁干扰的设计问题。系统设计工程师解决棘手的电磁干扰问题时，很多时候都不是很认真于研究变压器的设计。
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变压器与电磁干扰之间有如下的关系，像是变压器的线圈带有高频电流，因此变压器实际上已成为接收磁场的天线。这些磁场会冲击附近的电路及电缆，并通过这些电路及电缆将磁场传导或辐射到密封的范围外。另外部分线圈由于反复摆动电压，因此实际上也成为发射电场的天线。
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变压器与辐射的关系 
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一次测及二次测线圈之间的寄生电容会将噪声传送到绝缘边界之外。由于二次测线圈的接地通常都与底盘连接一起，因此这些噪声又会通过这个接地面传送回来，成为共模噪声。为了减少泄漏电感，我们将一次测及二次测线圈紧靠一起，虽然这样会增加线圈的相互电感，但也增加共模噪声。
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以下介绍的一些标准技术有助防止上述干扰情况出现，首先符合安全规格的变压器都在一次测及二次测线圈之间贴上三层符合安全规格的聚酯(Mylar)胶带，例如3M公司的#1298聚酯胶带。除了这三层聚酯胶带之外，可能还会另外加插一片铜造的「法拉弟屏蔽」，以便将汇集在绝缘边界的噪声电流收集一起，并将这些噪声电流分流到别的地方(通常会传送到一次测线圈的接地)。
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值得留意的一点是，应该采用极薄的铜片作为屏蔽，以免因出现涡流而产生损耗，并确保可减少漏感。这片铜片一般厚2~4密耳(mil)，并环绕中央盘一周。另外还有一条导线焊接在铜片中心附近，而另一端则连接一次测线圈的接地。我们要留意，铜片屏蔽的两端不应该连接，因为对于变压器来说，这样会令这一绕圈短路。也有部分设计另外在二次测线圈上(亦即加了三层绝缘之后)再加设一个法拉弟屏蔽，而这个屏蔽则与二次测线圈接地连接一起。但市场上大部分ITE电源供应器设计只要采纳上述建议的线圈及架构设计，便毋需加设这些屏蔽。
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连接屏蔽与二次测线圈 
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通常变压器的外围会有一层铜片屏蔽(亦即「磁通带」)包围着。这个屏蔽主要用以遮挡辐射。低成本的设计通常会任由这个屏蔽浮动，但如有需要，这个屏蔽也可与二次测线圈接地连接一起。若果按照这个方式连接一起，我们便需要考虑一些安全方面的问题，例如加强一次测及二次测线圈之间的绝缘效果的规定问题，以至如何规定一次测至二次测线圈之间的「Creepages」(沿着绝缘面的距离)问题及「Clearances」(空间的最短距离)问题。若变压器的外盘设有空气隙，源自气隙的周边磁通会在磁通带产生严重的涡流损耗。因此这个磁通带通常也只厚2至4密耳。需注意，这个磁通带的两端可以而且应该焊接一起，因为这是外层屏蔽，无论怎样也不会让变压器的绕线出现短路情况。但像拉法弟屏蔽一样，如果采用良好的绕线技术，这个外层屏蔽就可以不用。
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从电磁干扰的观点来看，返驰式变压器最好采用中央设有间隙的设计，亦即变压器的外盘并无间隙。无屏蔽的气隙会在周边产生电磁场，而产生大量电磁干扰讯号。这些干扰除了会引致磁通带产生大量涡流损耗之外，也会成为强力的辐射源。
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一次测线圈通常会设有一个辅助线圈，为控制器及相关电路提供低电压源，辅助线圈的其中一端与一次测线圈接地连接一起。因此只要将辅助线圈尽可能地摊盖整个线轴，而且透过一个22pF至100pF的小型陶瓷电容器，以交流耦合方式将辅助线圈的另一端(亦即二极管的一端)与一次测线圈接地耦合一起，以确保辅助线圈可以收集及带走更多噪声(正如图1所示)。
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如果依照以上所说进行，辅助线圈便可提供多一个屏蔽(虽然这是一个粗糙的法拉弟屏蔽)。如果并不需要这个法拉弟线圈提供任何电流。则可以采用细线以较疏的间距绕线圈，线的一端连接一次测线圈的接地，而另一端透过22pF细电容再与接地连接。
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由于场效应晶体管的反复开关，因此最好将一次测线圈的这一端尽量埋藏在最底的一层，亦即底层绕线的第一层。外层绕线便可将来自这层的电磁场屏蔽。这个线圈的汲极端绝对不应靠近「安全屏障」(三层胶带)的位置。闯进来的噪声电流与两块铜片之间的寄生电容器的dV/dt成正比。但若大幅降低电容，便会对漏电感造成不利的影响，因此最低限度也应该尝试减低这个电容器的净dV/dt值。
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只要比较图1左边的方块图与右边的电路图，便可发现任何线圈的首尾两端都有特别的标示。尤其是右边的电路图，开始的一端全部用黑点标示出来。以典型的生产流程来说，绕线机每一次绕线都采用同样的旋转方向，所以所有开始端(以黑点标出的一端)都有同样的磁性效能。(因此若某一黑点处于高位，其它黑点也同时处于高位，而另一端一带也是一样)。若细心留意其中的真实距离，便会发现某一线圈的每一黑点端都很靠近另一线圈的无黑点端。<o:p></o:p>
换言之，以图1的返驰式变压器来说，二次测线圈的二极管端一定靠近安全屏障。因此虽然二次测线圈会产生一些dV/dt，但一次测线圈只有极小的dV/dt，令屏障两边只产生极小的净dV/dt。这个dV/dt值会比一次测线圈汲极端靠近安全屏障的数值小得多。若变压器线圈的绕线方式有错，亦即图1所示的首尾两端以反方向绕线，便会出现一次测线圈汲极靠近安全屏障的情况。若采用这个设计，便会有相当大量的共模噪声直接导入底盘/接地。
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图1的变压器有它的优点，那就是二次测线圈的无噪声端(接地)属于最外层。这个外层造成一个很好的屏蔽，也许可以毋需采用铜片屏蔽环绕该线圈。
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可以利用同样的原理解释正向转换结构变压器的运作，但由于受到前述线圈的摆设次序所限，令一次测及二次测线圈的无噪声端自动分隔在安全屏障的两边。从传导电磁干扰的角度来看，这个安排较好，因为极少噪声会通过寄生电容导入线圈。但最外层已不再属于「无噪声区」，而且可能会有辐射问题出现。在这样的情况下，我们必须采用屏蔽将线圈包围起来。
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正向转换器外层辐射的问题有一个解决的办法，可以要求制造商将二次测线圈(只限于二次测线圈)的绕线方向反过来。例如，绕线机一直按照顺时针方向进行绕线，但到二次测线圈时，可以要求厂商按反时针方向绕线。若按照这个方式绕线，以上所说有关返驰式转换器的运作原理也适用于正向转换变压器，令转换器的外层在没有屏蔽下也不会受辐射干扰。
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正向转换结构的变压器并无空隙，即使有，这个空间也很窄小，因此是公认较少噪声的变压器。此外，也可按照邻近效应的分析，将线圈交错排列，以便大幅减少能产生漏磁通及电磁干扰的磁力。
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要将晶体管安装在底盘之上时，可以尝试将散热片的电容感应的电流消除。办法是采用另一线圈，其匝数与主线圈相同，但相位则相反，而线圈的绕线可以更为细小。这样做有它的目的，带有噪声的电流被一次测线圈发送出来之后，便会随即被取消线圈吸收掉。因此实际上闯入的电流会迅速掉头回流，重返供电来源。
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棒式电感器经常用于输出端的滤波后LC级，由于这些电感器采用开放式架构，因此一直称为「电磁干扰大炮」。由于这类棒式电感器成本较低，而且占用较少电路板的板面空间，因此至今仍然有人使用，但它们应垂直放置，这是正常情况下的摆放方法。若两条棒式电感器同样用于某一输出，应该采用相同的绕线方式将绕线绕在两条棒上，然后将印刷电路板的设计稍加修改配合，使两条棒的电流以截然相反的方向流动。因此，若由上面往下看，其中一条棒的电流流向应该顺时针，而另一条棒则应该逆时针。这样有助将某一电感器的磁通直接引导到另一电感器，确保不会有太多磁通散溢。
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二极管的电磁干扰 
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二极管是低、中、高频噪声的主要来源，慢速二极管，例如用于典型桥接式输入设计的二极管，也会产生这类噪声。至于中及高功率转换器的噪声问题，我们可以将突波吸收电路平行放在超高速的定位二极管上，而且可挑选一些具有较温和反向恢复特性的二极管，以减低电磁干扰。但要注意一点，萧特基二极管基本上并无提供反向的恢复时间，但由于二极管本身的电容较大，因此可能会与走线的电感产生共振，因此采用RC突波吸收电路可能会有一点帮助。若电路布局不当，即使极低功率的转换器也需要加设突波吸收电路。
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如果二极管的电压开始切换之前已完全恢复(亦即电流为零)，便不会有反向恢复电流。设计正确的RCD突波吸收电路或箝位电路便采用这样的二极管。因此这类二极管确实无需以所谓的极速运行。
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若与二极管的关闭(恢复)速度相比，场效应晶体管的导动应该在时间上慢2～3倍，否则场效应晶体管会强行将高电流突波输入这些仍未恢复的二极管，以致产生强劲的磁场。因此工程师经常串接一个10Ω至100Ω的电阻，与闸极串联一起，另外也可以在电阻之上加设一个二极管，以便减慢场效应晶体管的导通速度，且令关闭速度不受任何影响，以确保系统可以发挥更高的效率。
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我们或许可将电容器放在场效应晶体管上(汲极至源极)，但这样做会令场效应晶体管产生很多热能，因为电容器每一周期散发的能量都集中导入场效应晶体管内。P=1/2xCxV2(fSW)。
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快速二极管也会在激活时产生极高的正向电压突波，因此二极管的正向电压可能会在短暂时间内高达5～10伏，而并非我们想象的1伏左右。一般来说，反向恢复时间越快，正向突波也越难以控制。当场效应晶体管关闭时，二极管会产生强劲的电场。当场效应晶体管导通时，二极管会产生强劲的磁场，只要在二极管上加设任何一个小的R-C突波吸收电路，便可控制这些正向突波电压。
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至于整合式开关，可能无法直接介入场效应晶体管的闸极。在这个情况下，我们可以加入一个约10Ω～50Ω的电阻，与激活电容器串联一起。激活电容器实际上可以说是一个供电来源，专为内置浮动驱动器提供供电电压。激活时，激活电容器需要提供高突波电流，以便为闸极电容器充电。因此将电阻与电容器串联一起可以限制充电电流，有助减慢激活速度。
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镍锌类的亚铁磁珠通常都与箝位二极管串联一起，例如返驰式稳压器的输出二极管便是这样串联一起的定位二极管。这些磁珠必须非常细小，因为稍大一点便会对电源供应效率产生很大的影响。若选用的磁珠大小恰当，将有助大幅抑制电磁干扰及输出涟波，即使这样会令转换效率下降1%～2%也是值得的。
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以下是有关分离/堆栈线圈的建议。基于不同的理由，我们往往需要将线圈分离为多个，一般来说，串联式分离线圈也很足够。将线圈并联连在一起不一定会有好的效果。例如，二次测线圈一般都分别装设于一次测线圈的两边，亦即每边一个，因此二次测线圈大多以并联方式连接一起，以便提高其处理电流的能力。若果二次测线圈以并联方式连接，它们的磁性表现便有轻微的差别，令输出产生很多振荡，甚至可能会影响电磁干扰频谱。若果真有实际的需要采用平行的连接方式，最好能采用图2所示的方式。正如该图所示，二极管正向电压的压降可为线圈产生镇流作用，以平衡两边的差别。
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我们应小心审视每一布局，以确定印刷电路板哪一部分走线(trace)最具关键性。导通或关闭时，电流若突然间要立即开始或停止流动，往往会令走线产生电感突波。每一次转态时，这一部分走线会产生极高的dI/dt突波电流。根据过往的经验，我们都知道每一英吋走线有20nH的寄生电感，电压突波可以利用方程式V=LdI/dt计算出来。这些高频电流环路的面积必须尽量缩小，因为这些电流不但会产生电磁干扰，而且还会侵入整合式开关稳压器的控制电路，使工作不稳定。
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构思设计时必须小心，以防无意中让切换电压通过的走线过宽，因为它为很容易变成电场的天线。无论采用甚么结构，切换节点的走线就是一个例子。我们可能需要加大其铺铜面积，以便降低其电感，亦或协助散发场效应晶体管或箝位二极管的热能。
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另外也可采用接地铺铜以降低电磁干扰的影响，而且这是非常有效的方法。以多层式电路板为例来说，电路板的外层都设有电源组件及相关的走线，若果接着的下一层是接地面，电磁干扰会下降10～20 dB。若与采用成本较低的单/双面电路板相比，这个方法更具成本效益，而且无需采用大体积的滤波器。但这样的接地面必须确保传送的讯号完整无缺，因为在低频的环境下，回流电流有这样的倾向，就是喜欢选择最短的直线路径，但较高频的谐波大多数会直接在另一面的正向走线感应复制。只要有机会，电流必定会自动试图缩小其流经的包围面积，因为这样可降低走线的自我电感，以及为电流提供一条最低阻抗的路径。
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若因考虑不周而在不适当地方将其它走线贯穿接地面，以为这样会令走线路径更简单快捷，但结果真正需要该部分接地面的功率转换器级便受其影响，令其回流电流因此而必须绕过贯穿的走线，而这样会实际上产生分槽天线的效应。
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将共模与差动讯号分流 
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最好的办法还是先将共模及差动模式的讯号分开，然后分别加以研究，以便调试不理想的频谱。LISN的读数只提供总传导噪声中的某一加权部分，因此除非有特别的辅助配件(包括经修改的 LISN)，我们只能猜测哪一部分电磁干扰主要属于差动模式，哪一部分属于共模。若只靠LISN读数，我们未必知道干扰的真正原因。图3显示两条电流探测路线，它们互相缠绕一起，其效果实际上好象利用联立方程式将共模与差动模式的部分分开计算。同时进行这两项测量比分开进行好，同时我们可以知道共模讯号与差动模式讯号之间的相对相位关系。
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